С. КОСЕНКО, г. Воронеж

Хорошо известно, что активная мощность, потребляемая нагрузкой от источника переменного тока, далеко не всегда равна произведению эффективного значения тока на эффективное значение напряжения. Многие считают, что это относится только к нагрузкам с реактивной составляющей сопротивления, создающей фазовый сдвиг между законами изменения тока и напряжения. При подсчете мощности реактивность нагрузки учитывают еще одним сомножителем - коэффициентом мощности, равным косинусу угла сдвига фазы (cos Фи). Чем меньше этот сдвиг, тем ближе к единице этот коэффициент.

Однако к уменьшению коэффициента мощности приводит и нелинейность нагрузки, причем это явление со сдвигом фазы не связано. Типичный пример - обычный выпрямитель. Потребляемый им ток имеет импульсный характер, протекая только в интервалах времени, когда мгновенное значение переменного входного напряжения больше напряжения на сглаживающем конденсаторе и диод (или диоды) выпрямителя открыт. Амплитудное и эффективное значения этого тока намного больше среднего тока нагрузки, а коэффициент мощности значительно ниже единицы. Чтобы увеличить этот коэффициент, необходимо максимально приблизить форму потребляемого тока к синусоидальной.

Схема одного из вариантов устройства, выполняющего эту операцию и называемого корректором коэффициента мощности, изображена на рис. 1. Он построен на специализированной микросхеме-контроллере L6562 фирмы STMicroelectronics. Полезно ознакомиться с описанием предшественника этого контроллера L6561 и их сравнительными данными .

ККМ представляет собой однотактный импульсный повышающий преобразователь напряжения с накоплением энергии в магнитопроводе трансформатора Т1 и последующей ее передачей в нагрузку.

Основные технические характеристики
Входное переменное (50 Гц) напряжение, В.........220±20 %
Коэффициент мощности, % .......96
Коэффициент гармонических искажений входного тока, % ..............8
Выходное постоянное напряжение, В.................400
Мощность нагрузки, Вт...........80
КПД, %.........................96

Нa вход преобразователя через фильтр высокочастотных помех (двухобмоточный дроссель L1 с конденсаторами CI- С4) и выпрямительный мост VD1 поступает пульсирующее с частотой 100 Гц напряжение U„. Конденсатор С5 сравнительно небольшой емкости не сглаживает пульсации выпрямленного напряжения, а лишь замыкает цепь протекания высокочастотных составляющих входного тока преобразователя Il, уменьшая их проникновение в сеть и влияние импеданса сети на работу ККМ.

После включения прибора в сеть начинают заряжаться через резисторы R5 и R7 конденсаторы С10 и С11 Контроллер DA1 заработает, как только напряжение на конденсаторах и, следовательно, между его выводами 8 и 6 достигнет 13 В (в случае снижения этого напряжения до 10,3 В он снова перейдет в нерабочее состояние с потреблением тока не более 90 мкА). Под действием импульса, вырабатываемого внутренним генератором пусковых импульсов (ГПИ) A3, на выходе триггера D2 будет установлен высокий логический уровень, а на выходе усилителя А6 (выв. 7 микросхемы) - напряжение, достаточное для открывания транзистора VT1. Через обмотку I трансформатора Т1 и открытый транзистор потечет линейно нарастающий ток.
Транзистор будет закрыт, как только триггер D2 перейдет в состояние с низким уровнем на выходе, а это случится в момент срабатывания компаратора А5, сравнивающего напряжение, снимаемое с резистора R13 - датчика тока транзистора VT1, с напряжением на выходе перемножителя А4. Так как ток в обмотке трансформатора, как и во всякой индуктивности, не может прекратиться мгновенно, после закрывания транзистора он потечет, спадая, через диод VD4, заряжая конденсатор С13 и питая нагрузку. В интервалах времени, когда транзистор VT1 открыт и ток через диод VD4 не течет, заряд, накопленный в конденсаторе С13, расходуется на питание нагрузки.
Спад тока в обмотке I трансформатора Т1 до нуля зафиксирует узел А1 (обнаружитель нулевого значения тока, ОНЗТ), для его работы на выв. 5 контроллера подано напряжение с обмотки II трансформатора. В этот момент триггер D2 вновь будет установлен в состояние с высоким уровнем на выходе, а транзистор VT1 открыт. Далее процесс повторяется периодически.

Участки графика тока обмотки I трансформатора Т1, изображенные на рис. 2 линиями розового цвета, соответствуют протеканию тока через транзистор VT1, а линиями голубого цвета - через диод VD4 На том же рисунке имеется временная диаграмма изменения напряжения U, на затворе коммутирующего транзистора. В реальнос¬ти отношение частоты коммутации к частоте входного напряжения значительно больше изображенного на рис. 2 Элементы преобразователя обычно выбирают так, что частота следования его импульсов не опускается ниже 40 кГц. Так как частота пусковых импульсов, генерируемых узлом А1, не превышает 13 кГц, на работу ККМ в установившемся режиме этот узел не влияет.

Напряжение на выходе перемножителя А4 пропорционально мгновенному значению напряжения Uвх, часть которого поступает на выв. 3 контроллера через делитель из резисторов R1-R3. В результате форма огибающей вершин импульсов тока, показанная на рис. 2 пунктиром, совпадает с формой входного напряжения. По такому же закону изменяется среднее значение потребляемого тока Icp, что и требуется для выполнения ККМ своей основной функции. Из графиков на рис. 2 следует (это можно показать и аналитически), что в рассматриваемом случае фиксирована длительность интервалов времени, соответствующих открытому состоянию транзистора VT1. Частота коммутации, изменяясь периодически с удвоенной частотой сетевого напряжения, зависит также от его амплитуды и от тока нагрузки. Индуктивность первичной обмотки трансформатора выбирают такой, чтобы частота следования импульсов тока не выходила за пределы 40. .200 кГц. Кроме того, магнитопровод трансформатора не должен насыщаться под действием импульса тока максимальной амплитуды (Ilmax) - в установившемся режиме приблизительно в три раза больше тока нагрузки ККМ

Фактически трансформатор Т1 использован как накопительный дроссель. Почти вся энергия, поступившая в его магнитное поле за время, когда коммутирующий транзистор открыт, поступает в нагрузку при закрытом тран зисторе. Лишь небольшая часть этой энергии с помощью вторичной обмотки ответвляется на формирование сигнала нулевого значения тока и на питание контроллера по цепи R6C8VD2VD3. Упомянутые выше резисторы R5 и R7 обеспечивают ток, достаточный лишь для запуска контроллера.

Стабилизация выходного напряжения ККМ (UВЫХ) достигается тем, что на второй вход перемножителя А4 контроллера поступает сигнал рассогласования, полученный в результате сравнения части выходного напряжения, снимаемого с резистивного делителя R14-R17, с формируемым внутри контроллера образцовым напряжением 2,5 В. В результате при

колебаниях тока нагрузки и амплитуды входного напряжения амплитуда огибающей импульсов тока изменяется таким образом, что выходное напряжение поддерживается равным заданному (400 В).

Усилитель сигнала рассогласования А2 охвачен цепью отрицательной обратной связи (ЦОС), схема и параметры которой выбирают так, чтобы была обеспечена динамическая устойчивость стабилизатора при достаточно быстрой реакции на дестабилизирующие факторы. В простейшем случае ЦОС - это просто конденсатор С9 (см. рис. 1). уменьшающий усиление сигнала рассогласования с повышением его частоты при достаточно большом коэффициенте передачи постоянной составляющей. Например, чтобы ослабить составляющую с частотой F в N раз, емкость конденсатора обратной связи должна быть равна

Например, при F = 100 Гц и N = 1000 требуется конденсатор емкостью приблизительно 1,6 мкФ.

Однако стабилизатор с простейшей ЦОС бывает склонен к возникновению автоколебаний из-за малого запаса по фазе на частоте единичного усиления. Если фазовый сдвиг на этой частоте достигает 180°, обратная связь из отрицательной превращается в положительную со всеми вытекающими неприятными последствиями.

Чтобы устранить это явление и обеспечить достаточный запас по фазе, последовательно с конденсатором обратной связи включают резистор. Именно такая ЦОС R7C8 показана на рис. 1 в качестве основной, а конденсатор С9 и требующийся в некоторых случаях резистор R9 изображены пунктиром В контроллере L6562 предусмотрена защита от превышения допустимого значения выходного напряжения. Принцип ее работы поясняет фрагмент схемы контроллера на рис. 3. Элементы А2, А4, А6, конденсатор С7 и резисторы R8, R14-R17 те же, что и на рис. 1. Имеются два вида защиты - статическая и динамическая. Первую обеспечивает компаратор А7. Он изменяет состояние, если напряжение на выходе усилителя А2 падает ниже 2,25 В, что соответствует превышению заданного выходного напряжения ККМ на 10 %. Сигнал с выхода компаратора через элемент ИЛИ D3 поступит на вход блокировки усилители А6, в результате чего транзистор VT1 (см. рис 1) будет немедленно закрыт и останется закрытым, пока за счет разрядки конденсатора С13 током нагрузки напряжение на выходе ККМ не упадет до допустимого уровня.

Динамическая защита предохраняет от скачков выходного напряжения, вызванных, например, резким сбросом нагрузки. Ее действие основано на том, что в установившемся режиме ток зарядки-разрядки конденсатора ЦОС (С7) и практически равный ему выходной ток усилителя А2 близки к нулю.

При резком изменении выходного напряжения приращение тока, текущего через резисторы R14 и R15, вызывает равное ему увеличение выходного тока усилителя, заряжающего конденсатор. Усилитель А2 имеет специальный выход контроля выходного тока, соединенный со входом компаратора А8. Если значение тока, втекающего в выв. 2 контроллера, превысит 37 мкА, будет включено так называемое "мягкое торможение" - ограничение длительности импульсов на выв. 7, приводящее к постепенному снижению выходного напряжения. Если же втекающий ток превысит 40 мкА, произойдет "резкое торможение" с полной блокировкой усилителя А6. Благодаря гистерезисным свойствам компаратора А8 нормальная работа будет восстановлена только после уменьшения втекающего тока до 10 мкА. Потребление тока контроллером по цепи питания, равное в рабочем режиме 4 мА, уменьшается до 1,4 мА при срабатывании защиты.

Кроме контроллера L6562, в описанный ККМ можно устанавливать аналогичные микросхемы других изготовителей, например. МС34262, IL34262. Диод VD4 должен быть быстродействующим с рабочей частотой не менее 200 кГц и способным выдерживать пиковые значения коммутируемого тока. Конденсаторы С1- С5 - пленочные или керамические на напряжение не менее 630 В. Дроссель L1 - ДФ90ПЦ или ДФ110ПЦ от телевизоров серий ЗУСЦТ-5УСЦТ.

Магнитопровод трансформатора Т1 - Ш6*6 из феррита М2000НМ1 со стандартным каркасом, все неиспользуемые выводы которого удалены. Обмотку I (73 витка) наматывают жгутом из десяти проводов ПЭВ-2 0,12 в четыре слоя, избегая сползания и проваливания витков верхнего слоя в нижний

У щечек каркаса. Каждый слой и обмотку в целом изолируют лакотканью или другим изоляционным материалом, способным выдержать импульсы амплитудой более 400 В. Измеренная индуктивность обмотки I готового трансформатора - 650 мкГн. Обмотка II - шесть витков провода ПЭВ-2 0,12, намотанных "вразрядку" по всей ширине каркаса.

Для создания в магнитопроводе немагнитного зазора подготавливают две вставки из стеклотекстолита толщиной 0,25 мм. Собирая трансформатор, их вставляют между торцами крайних стержней половин магнитопровода, после чего магнитопровод склеивают. На собранный трансформатор надевают экран - короткозамкнутый виток из полосы медной фольги шириной 10 мм. Это необходимо для снижения уровня излучаемых устройством помех. С общим проводом виток не соединяют.

Эксплуатация ККМ показала, что температура магнитопровода трансформатора Т1 достигает приблизительно 70 "С. Чтобы уменьшить нагрев, желательно вместо магнитопровода из феррита 2000НМ1 применить изготовленный из феррита 2500НМСI или аналогичного зарубежного. Также реко мендуется устанавливать в ККМ оксидные конденсаторы с максимальной рабочей температурой 105 °С.

Преобразовательная техника

Введение

В последние десятилетия количество электроники, используемой в домашних условиях, в офисах и на производстве, резко увеличилось, и в большинстве устройств применяются импульсные источники питания. Такие источники генерируют гармонические и нелинейные искажения тока, которые отрицательно влияют на проводку электросети и электроприборы, подключенные к ней. Это влияние выражается не только в разного рода помехах , сказывающихся на работе чувствительных устройств, но и в перегреве нейтральной линии. При протекании в нагрузках токов со значительными гармоническими составляющими, не совпадающими по фазе с напряжением, ток в нейтральном проводе (который при симметричной нагрузке, практически, равен нулю) может увеличится до критического значения.

Международная электротехническая комиссия (МЭК) и Европейская организация по стандартизации в электротехнике (CENELEC) приняли стандарты IEC555 и EN60555, устанавливающие ограничения на содержание гармоник во входном токе вторичных источников электропитания, электронных нагрузках люминесцентных ламп, драйверах двигателей постоянного тока и аналогичных приборах.

Один из эффективных способов решения этой задачи - применение корректоров коэффициента мощности PFC (Power Factor Correction). На практике это означает, что во входную цепь практически любого электронного устройства с импульсными преобразователями необходимо включать специальную PFC-схему, обеспечивающую снижение или полное подавление гармоник тока.

Коррекция коэффициента мощности

Типичный импульсный источник питания состоит из сетевого выпрямителя, сглаживающего конденсатора и преобразователя напряжения. Такой источник потребляет мощность только в те моменты, когда напряжение, подаваемое с выпрямителя на сглаживающий конденсатор, выше напряжения на нем (конденсаторе), что происходит в течение примерно четверти периода. В остальное время источник не потребляет мощности из сети, так как нагрузка питается от конденсатора. Это приводит к тому, что мощность отбирается нагрузкой только на пике напряжения, потребляемый ток имеет форму короткого импульса и содержит набор гармонических составляющих (см. рис. 1).

Вторичный источник питания, имеющий коррекцию коэффициента мощности, потребляет ток с малыми гармоническими искажениями, равномернее отбирает мощность от сети, имеет коэффициент амплитуды (отношение амплитудного значения тока к его среднеквадратичному значению) ниже, чем у некорректированного источника. Коррекция коэффициента мощности снижает среднеквадратическое значение потребляемого тока, что позволяет подключать к одному выводу электросети больше разных устройств, не создавая в ней перегрузок по току (см. рис. 2).

Коэффициент мощности

Коэффициент мощности (Power Factor PF) - параметр, характеризующий искажения, создаваемые нагрузкой (в нашем случае - источником вторичного электропитания) в сети переменного тока. Существует два вида искажений - гармонические и нелинейные. Гармонические искажения вызываются нагрузкой реактивного характера и представляют собой сдвиг фаз между током и напряжением. Нелинейные искажения вносятся в сеть «нелинейными» нагрузками. Эти искажения выражаются в отклонении формы волны тока или напряжения от синусоиды. В случае гармонических искажений коэффициентом мощности считается косинус разности фаз между током и напряжением или отношение активной мощности к полной мощности, потребляемой из сети. Для нелинейных искажений коэффициент мощности равен доле мощности первой гармонической составляющей тока в общей мощности, потребляемой устройством. Его можно считать показателем того, насколько равномерно устройство потребляет мощность от электросети.

В общем случае коэффициент мощности - это произведение косинуса угла разности фаз между напряжением и током на косинус угла между вектором основной гармоники и вектором полного тока. К такому определению приводят рассуждения, приводимые ниже. Действующий ток, протекающий в активной нагрузке, имеет вид:

I 2 эфф =I 2 0 +I 2 1эфф +SI 2 nэфф,

где I 2 nэфф - постоянная составляющая (в случае синусоидального напряжения равна нулю), I 2 1эфф - основная гармоника, а под знаком суммы - младшие гармоники. При работе на реактивную нагрузку в этом выражении появляется реактивная составляющая, и оно принимает вид:

I 2 эфф =I 2 0 +(I 2 1эфф(P) +I 2 1эфф(Q))+SI 2 nэфф. Активная мощность - это среднее за период значение мощности, выделяемой на активной нагрузке.

Ее можно представить в виде произведения действующего напряжения на активную составляющую тока P=U эфф Ч I 1эфф(P) . Физически это энергия, выделяющаяся в виде тепла в единицу времени на активном сопротивлении. Под реактивной мощностью понимают произведение действующего напряжения на реактивную составляющую тока: Q=U эфф Ч I 1эфф(Q) . Физический смысл - это энергия, которая перекачивается два раза за период от генератора к нагрузке и два раза - от нагрузки к генератору. Полной мощностью называется произведение действующего напряжения на общий действующий ток: S=U эфф Ч I эфф(общ) . На комплексной плоскости его можно представить как сумму векторов P и Q, откуда видна зависимость I 2 =I 1эфф(общ) cos j, где j - угол между векторами P и Q, который также характеризует разность фаз между током и напряжением в цепи.

Основываясь на вышесказанном, выводим определение для коэффициента мощности:

PF=P/S=(I 1эфф cos j)/(I эфф(общ)).

Стоит заметить, что отношение (I 1эфф)/(I эфф(общ)) есть косинус угла между векторами, соответствующими действующему значению общего тока и действующему значению его первой гармоники. Если обозначить этот угол q, то выражение для коэффициента мощности принимает вид: PF=cos j Ч cos q. Задача коррекции коэффициента мощности состоит в том, чтобы приблизить к нулю угол разности фаз j между напряжением и током, а также угол q гармонических искажений потребляемого тока (или, другими словами, максимально приблизить форму кривой тока к синусоиде и максимально компенсировать фазовый сдвиг).

Коэффициент мощности выражается в виде десятичной дроби, значение которой лежит в пределах от 0 до 1. Его идеальное значение - единица (для сравнения, типичный импульсный источник питания без коррекции имеет значение коэффициента мощности около 0,65), 0,95 - хорошее значение; 0,9 - удовлетворительное; 0,8 - неудовлетворительное. Применение коррекции коэффициента мощности может увеличить коэффициент мощности устройства с 0,65 до 0,95. Вполне реальны и значения в пределах 0,97…0,99. В идеальном случае, когда коэффициент мощности равен единице, устройство потребляет из сети синусоидальный ток с нулевым фазовым сдвигом относительно напряжения (что соответствует полностью активной нагрузке с линейной вольтамперной характеристикой).

Пассивная коррекция коэффициента мощности

Пассивный метод коррекции чаще всего применяется в недорогих малопотребляющих устройствах (где не предъявляется строгих требований к интенсивности младших гармоник тока). Пассивная коррекция позволяет достичь значения коэффициента мощности около 0,9. Это удобно в случае, когда источник питания уже разработан, остается только создать подходящий фильтр и включить его в схему на входе.

Пассивная коррекция коэффициента мощности состоит в фильтрации потребляемого тока при помощи полосового LC-фильтра. Этот метод имеет несколько ограничений. LC-фильтр может быть эффективен как корректор коэффициента мощности только в случае, если напряжение, частота и нагрузка изменяются в узком интервале значений . Так как фильтр должен работать в области низких частот (50/60 Гц), его компоненты имеют большие габариты, массу и малую добротность (что не всегда приемлемо). Во-первых , количество компонентов при пассивном подходе намного меньше и, следовательно - время наработки на отказ больше, и во вторых , при пассивной коррекции создается меньше электромагнитных и контактных помех, чем при активной.

Активная коррекция коэффициента мощности

Активный корректор коэффициента мощности должен удовлетворять трем условиям:

1) Форма потребляемого тока должна быть как можно ближе к синусоидальной и - «в фазе» с напряжением. Мгновенное значение тока, потребляемого от источника, должно быть пропорционально мгновенному напряжению сети.

2) Отбираемая от источника мощность должна оставаться постоянной даже в случае изменения напряжения сети. Это значит, что при снижении напряжения сети ток нагрузки должен быть увеличен, и наоборот.

3) Напряжение на выходе PFC-корректора не должно зависеть от величины нагрузки. При снижении напряжения на нагрузке должен быть увеличен ток через нее, и наоборот.

Существует несколько схем, при помощи которых можно реализовать активную коррекцию коэффициента мощности. Наиболее популярна в настоящее время «схема преобразователя с повышением» (boost converter). Эта схема удовлетворяет всем требованиям, предъявляемым к современным источникам питания. Во-первых , она позволяет работать в сетях с различными значениями питающего напряжения (от 85 до 270 В) без ограничений и каких-либо дополнительных регулировок. Во-вторых , она менее восприимчива к отклонениям электрических параметров сети (скачки напряжения или кратковременное его отключение). Еще одно достоинство этой схемы - более простая реализации защиты от перенапряжений. Упрощенная схема «преобразователя с повышением» приведена на рис. 3.

Принцип работы

Стандартный корректор коэффициента мощности представляет собой AD/DC-преобразователь с широтно-импульсной (PWM) модуляцией. Модулятор управляет мощным (обычно MOSFET) ключом, который преобразует постоянное или выпрямленное сетевое напряжение в последовательность импульсов, после выпрямления которых на выходе получают постоянное напряжение.

Временные диаграммы работы корректора показаны на рис. 4. При включенном MOSFET-ключе ток в дросселе линейно нарастает - при этом диод заперт, а конденсатор С2 разряжается на нагрузку. Затем, когда транзистор запирается, напряжение на дросселе «открывает» диод и накопленная в дросселе энергия заряжает конденсатор С2 (и одновременно питает нагрузку). В приведенной схеме (в отличие от источника без коррекции) конденсатор С1 имеет малую емкость и служит для фильтрации высокочастотных помех. Частота преобразования составляет 50...100 кГц. В простейшем случае схема работает с постоянным рабочим циклом. Существуют способы увеличения эффективности коррекции динамическим изменением рабочего цикла (согласованием цикла с огибающей напряжения от сетевого выпрямителя).

Схема «преобразователя с повышением» может работать в трех режимах : непрерывном , дискретном и так называемом «режиме критической проводимости ». В дискретном режиме в течение каждого периода ток дросселя успевает «упасть» до нуля и через некоторое время снова начинает возрастать, а в непрерывном - ток, не успев достигнуть нуля, снова начинает возрастать. Режим критической проводимости используется реже, чем два предыдущих. Он сложнее в реализации. Его смысл в том, что MOSFET открывается в тот момент, когда ток дросселя достигает нулевого значения. При работе в этом режиме упрощается регулировка выходного напряжения.

Выбор режима зависит от требуемой выходной мощности источника питания. В устройствах мощностью более 400 Вт используется непрерывный режим, а в маломощных - дискретный. Активная коррекция коэффициента мощности позволяет достичь значений 0,97...0,99 при коэффициенте нелинейных искажений THD (Total Harmonic Distortion) в пределах 0,04...0,08.

Рассмотрены вопросы создания пассивных корректоров коэффициента мощности для модулей питания, работающих от однофазных и трехфазных сетей. Пассивные корректоры мощности, использующие только дроссели и конденсаторы просты, надежны и не генерируют радиопомех. Для таких корректоров мощности приведены технические решения и основные соотношения для проектирования.

Сетевые источники вторичного электропитания (ИВЭП) с бестрансформаторным входом (БТВ), благодаря высоким энергетическим и массо-габаритным характеристикам, за последние 20 лет практически вытеснили традиционные. В то же время возникли две серьезные проблемы, связанные с применением таких ИВЭП. Первая связана с тем, что теперь в состав радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) входит новый мощный генератор радиопомех, который заметно ухудшил электромагнитную обстановку. Чтобы уменьшить помехи в блоках питания на основе ИВЭП с БТВ, используются фильтры радиопомех (ФРП), как во входных, так и в выходных цепях, которые занимают до 10% объема блока .

Еще одна проблема таких ИВЭП связана с импульсным потреблением тока. В ИВЭП с БТВ входной выпрямитель с емкостным фильтром потребляет от сети импульсный ток длительностью всего 0,25-0,3 полупериода при соответствующем увеличении его амплитуды. Несинусоидальный характер потребляемого тока вызывает искажения формы кривой напряжения питающей сети, причем наиболее остро это проявляется в сетях ограниченной мощности, к которым относятся системы электроснабжения (СЭС) автономных объектов. Известно, что такие СЭС строятся на основе встроенных электроагрегатов, прицепных электростанций, электроустановок с отбором мощности, значение которой выбирается соизмеримым с мощностью, потребляемой РЭА.

С искажениями формы кривой напряжения первичных источников ограниченной мощности разработчики РЭА сталкивались и раньше, при применении трансформаторных выпрямительных устройств. Обычным требованием было использование выпрямительных нагрузок, которые составляли не более 20-30% от мощности первичных источников. Внедрение ИВЭП с БТВ резко обострило эту проблему.

Искажения формы кривой напряжения питающей сети не только нарушают функционирование других потребителей, подключаемых параллельно с ИВЭП с БТВ к ЭА, но и нарушают работу самого источника. Форма напряжения на выходе ЭА при работе на ИВЭП с БТВ соизмеримой мощности становится трапецеидальной. Регулятор ЭА старается поддержать среднее значение этого напряжения на уровне среднего значения напряжения синусоидальной формы. В результате значительно возрастают токи намагничивания сетевых трансформаторов в сервисных источниках ИВЭП с БТВ, которые перегреваются и выходят из строя.

При импульсном потреблении тока также резко возрастает мощность искажений. Коэффициент мощности ИВЭП с БТВ не превышает значения 0,7. На стационарных объектах, где применяются десятки ПК с такими ИВЭП, из-за дополнительной мощности искажений приходится увеличивать мощность силового ввода. Например, для питания десяти автоматизированных рабочих мест с персональными компьютерами требуется мощность порядка 3 кВт. При этом от сети будет одновременно потребляться активная мощность 3 кВт и мощность искажения 1,5 кВА, которая по последствиям равна реактивной мощности. При этом должен быть установлен силовой ввод, рассчитанный на мощность 3,35 кВА. В США именно эта мощность учитывается при оплате электроэнергии автономного объекта.

Имеется еще одна причина, из-за которой потребляемый ток в стационарных объектах должен быть синусоидальным. В большинстве зданий проложен нейтральный провод меньшего сечения, чем фазный. При нагрузках с низким коэффициентом мощности нейтральный провод, в котором высшие гармоники суммируются, перегружается и сгорает.

По перечисленным причинам Международная электротехническая комиссия (МЭК) с 1992 года ввела стандарт 552-2, требующий обязательной коррекции коэффициента мощности (æ) для потребителей мощностью более 200 Вт.

Чтобы обеспечить синусоидальную форму потребляемого тока, на входе ИВЭП с БТВ устанавливают активные или пассивные корректоры коэффициента æ. Активные корректоры, построенные на основе транзисторных высокочастотных преобразователей, позволяют получить высокий коэффициент мощности (более 0,98) и имеют КПД от 96 до 98%. Но сложность активных корректоров снижает надежность и увеличивает стоимость ИВЭП в целом. Возрастают и радиопомехи. Поэтому необходимо исследовать пассивные корректоры, которые просты и надежны, так как состоят из одного дросселя и нескольких конденсаторов, а также привлекательны благодаря их низкой цене.

На рис. 1 показан корректор , в котором элементы были оптимизированы на математической модели с целью получения максимального коэффициента мощности.

По результатам оптимизации для расчета L и C могут быть рекомендованы следующие выражения:

где С = С 1 +С 2 , мкФ.

Расчеты элементов корректора по соотношениям (1, 2) позволяют получить максимальный коэффициент æ, равный 0,98.

Контур LC настроен на третью гармонику 150 Гц с небольшой расстройкой (≈10%) с целью лучшей фильтрации высших гармоник.

Расчетный параметр L×I 2 использован для определения объема стали Э330 сердечника V дросселя L . Данные расчета LC -корректоров на мощность 400, 800, 1200 Вт сведены в таблицу 1.

Таблица 1. Данные расчета LC-корректоров на мощность 400, 800, 1200 Вт

В результате математического моделирования получены значения выходного напряжения моста U 0 для номинальной мощности Р ном и для 0,1×Р ном и определена форма входного тока (рис. 2). Все корректоры обеспечивают коэффициент мощности >0,98.

Рис. 2.

а) Входной ток

б) напряжение на выходе корректора мощности Рном

в) напряжение на выходе корректора мощности 0,1×Рном

Для дросселя L необходимо применять ленточные сердечники с зазором, так как ток основной гармоники является подмагничивающим для дросселя, фильтрующего третью гармонику, или торы с порошкообразными сердечниками. При создании опытного образца для дросселя использованы замкнутые магнитопроводы из многослойного железа фирмы EPCOS, у которых магнитная проницаемость постоянна в широком диапазоне изменений напряженности магнитного поля, а также перспективные конденсаторы MRP.

Правильное построение корректора предполагает компромисс между массой, которая определяется дросселем, и стоимостью, определяемой величиной С . Уменьшение величины L в контуре на третью гармонику вызывает ухудшение коэффициента æ и рост стоимости корректора, хотя вес корректора снижается. В качестве примера в таблице 2 приведены расчетные значения коэффициента мощности для различных значений индуктивности дросселя при выходной мощности корректора 1200 Вт.

Судя по рис. 2в, при мощности 0,1×Р ном напряжение на выходе корректора достигает значения 530 В. Чтобы исключить это перенапряжение, предлагается при малых мощностях отключать конденсаторы С1 и С2 от контура. Устройство , реализующее этот принцип, содержит дроссель фильтра третьей гармоники L1, диодный мост М1, конденсаторы фильтра С1, С2, оптосиммистор V1, сервисный источник питания (СИП), первый операционный усилитель ОУ1, источник опорного напряжения, включающий в себя сопротивление R1, стабилитрон V2, гистерезисное сопротивление R2, второй операционный усилитель ОУ2, сопротивления делителя R3, R4 (рис. 3).

Устройство работает следующим образом. При номинальной мощности и при ее уменьшении до 30% напряжение на нагрузке не превышает расчетных значений. На входе источника подключен фильтр третьей гармоники, состоящий из дросселя L1, конденсаторов С1 и С2, которые соединены с нейтралью через включенный оптосиммистор V1.

При уменьшении мощности нагрузки ниже 30% от номинального значения напряжение на выходе моста М становится выше расчетного значения, а напряжение, поступающее со средней точки делителя R3, R4 на инверсный вход операционного усилителя ОУ2, выше, чем опорное напряжение на неинверсном входе операционного усилителя ОУ1, становится выше опорного напряжения на неинверсном входе, а его выходное напряжение близко к нулю. Ток через светодиод прекращается, выключается оптосиммистор V1 и отключает от дросселя конденсаторы С1 и С2.

Напряжение на выходе моста снижается, однако наличие гистерезисного сопротивления R2 в операционном усилителе ОУ2 препятствует его новому переключению. Отключение конденсаторов оправдано, так как при малых нагрузках требования к синусоидальности входного тока сетевых источников питания снижаются, и часто достаточно одного дросселя в фазном проводе, чтобы получить приемлемую форму входного тока.

При увеличении тока нагрузки растет падение напряжения на дросселе L1, напряжение на выходе моста еще более снижается. В результате вновь переключаются операционные усилители ОУ1, ОУ2, включается оптосиммистор V1, резонансные конденсаторы С1, С2 подсоединяются к дросселю L1, и входной ток становится близким к синусоидальному за счет фильтрации третьей гармоники.

Рассмотренные пассивные корректоры устанавливаются по требованию заказчика в блоки питания и источники бесперебойного питания ООО «АЭИЭП» (рис. 4).

Рис. 4.

а) Блок питания DG800

б) блок питания VZ1200

в) источник бесперебойного питания ИБП600

Таблица 3. Параметры блоков питания с корректорами.

Пассивные корректоры практически не уступают по габаритам и КПД активным, хотя в несколько раз тяжелее. Но следует учесть, что пассивные корректоры, в отличие от активных, не увеличивают уровни радиопомех, а, наоборот, подавляют их за счет корректирующего дросселя L1. Это позволяет использовать ИВЭП с БТВ и пассивными корректорами в медицине, технике, связи, измерительной и другой аппаратуре, где требуются низкие уровни помех.

Похожую проблему приходится решать и при создании трехфазных ИВЭП с БТВ; хотя получить фазный ток, по форме близкий к синусоиде, в таких ИВЭП значительно проще. Известно, что в трехфазных ИВЭП в спектре входного тока отсутствуют гармоники, кратные трем, при этом коэффициент æ традиционного выпрямителя на основе трансформатора и трехфазного моста с LC -фильтром достигает 0,96. Но если на выходе моста оставить только емкость С1 (рис. 5), а такой конденсатор небольшой емкости необходим для работы большинства высокочастотных преобразователей, то коэффициент æ снижается до значения 0,7 , а форма фазного тока сильно искажается.

Рис. 5. Трехфазный мост с фильтром С и LC

Но стоит поставить между трехфазным мостом и конденсатором С1 небольшую индуктивность L1, как коэффициент æ значительно повышается, что объясняется высокой эффективностью подавления 5 из 7 гармоник индуктивностью L1, реактивное сопротивление которой хL 1 = ω×L 1 растет с увеличением частоты. На рис. 6 представлена зависимость коэффициента мощности фазного тока от значения х*, где х* — нормированная величина реактивного сопротивления индуктивности L1:

где U 0 , I 0 — напряжение и ток на выходе моста.

Рис. 6. Зависимость коэффициента мощности фазного тока от значения x*

Судя по рис. 6, если значение х* близко к 0, то коэффициент мощности не превышает 0,7, а форма фазного тока сильно искажена (рис. 7а).

а) при х* = 0,025%

б) при х* = 2,25%, æ = 0,945

в) при х* = 2,25% для трехфазного традиционного ИВЭП с LС фильтром, æ = 0,945

На рис. 7 значения фазного тока iA нормированы относительно тока I 0 (i A * = i A /I 0 ).

Анализ показывает, что достаточно увеличить величину х* до 2,25%, как коэффициент æ повышается до значения 0,95. На рис. 7б показана форма фазного тока ИВЭП с БТВ, значение корректирующей индуктивности L1 которого посчитано по формуле:

Даже при такой незначительной индуктивности кривые фазного тока и коэффициентов æ ИВЭП с БТВ и традиционного трансформаторного ИВЭП с громоздким LC -фильтром (рис. 7в) практически не отличаются. Конструктивные расчеты показывают, что объем дросселя, индуктивность которого рассчитана по формуле (3), не превышает 3-5% от объема трехфазного ИВЭП с БТВ. Пассивные корректоры установлены в большинстве зарубежных трехфазных ИВЭП с БТВ, мощностью сотни Вт - единицы кВт. На рис. 8 показан такой дроссель, который применила в трехфазном ИВЭП с БТВ мощностью 900 Вт фирма Mean Well.

Корректирующие дроссели устанавливаются в модулях КД 1200М, на базе которых выпускается блок питания «Береза М» (рис. 9) мощностью 2000 Вт, рассчитанный на трехфазную сеть 380 В без нулевого провода.

Если предыдущий блок «Береза» подключался к трехфазной сети по цепи фаза-ноль и для получения синусоидального входного тока на входе каждого модуля устанавливался корректор массой ≈3,5 кг, то в блоке «Береза М» реализованы преимущества трехфазного подключения, и для получения такого же коэффициента æ на входе модуля необходим всего один дроссель с массой 0,8 кг.

Литература

• Твердов И. и др. Модернизация сетевых фильтров радиопомех на предприятии «АЭИЭП» Электронные компоненты. 2005. № 8.
• Redl R. Power-factor correction in bridge rectifier circuts with inductor and capacitor. APEC, 1995.
• Твердов И. и др. Устройство коррекции коэффициента мощности. Патент РФ № 2328067, 2007.
• Каталог продукции ООО «Александер Электрик источники электропитания» на диске, 2008, осень.
• RayW. Effect от supply reactance on power factor. APEC, 1998.

1. ЗАЧЕМ ЭТО НАДО?

Сразу скажем, что вопреки поверхностным утверждениям наличие корректора коэффициента мощности само по себе не дает улучшения формальных характеристик устройства, в котором он применен. Наоборот, введение ККМ как достаточно сложного устройства пока приводит к заметному удорожанию и усложнению продукта в целом (конечно, по мере развития техники цена будет снижаться). Тем не менее, уже сейчас введение ККМ в усилители мощности дает ряд очень важных преимуществ, с лихвой окупающих это усложнение.

Первым и самым важным преимуществом является тот факт, что при использовании усилителей с ККМ с той же проводкой без нарушения каких-либо норм можно использовать как минимум втрое-вчетверо более мощные усилители. Кстати, никакого нарушения физических (и юридических) законов здесь нет, а почему так получается - расскажем дальше.

Второе, не менее важное, но редко упоминаемое преимущество состоит в том, что обеспечить высокую энергоемкость блока питания с ККМ намного легче, чем традиционного. Энергоемкость - это мера способности блока питания отдавать в течение некоторого времени мощность в нагрузку, не "просаживая" сеть и не сильно снижая выходное напряжение. С практической точки зрения недостаток энергоемкости приводит к тому, что выходная мощность усилителя на низких частотах (там, где она нужнее всего!) оказывается намного меньше, а искажения других сигналов при наличии низкочастотного - намного выше, чем при измерениях на частоте 1 кГц, результаты которых (иногда всего лишь желаемые) рекламируются в описании. Проще говоря, при недостатке энергоемкости усилитель начинает "захлебываться" и искажать сигнал во время громких низкочастотных звуков, например, при ударе бочки. К сожалению, для усилителей с традиционным блоком питания этот нежелательный эффект скорее правило, нежели исключение. Поэтому при необходимости обеспечения хорошего качества и приходилось выбирать усилитель с большим запасом по мощности.

Третье преимущество - блок питания с ККМ по принципу действия стабилизирует выходное напряжение. Поэтому выходная мощность усилителя перестает жестко зависеть от напряжения сети - даже при "просевшей" сети отдается полная мощность.

Еще одним, совсем неожиданным преимуществом является то, что сетевой фон (тот самый) при использовании только усилителей с ККМ, оказывается, как правило, децибел на 10 ниже.

2. ЧТО ЭТО ТАКОЕ И КАК ЭТО РАБОТАЕТ?

Несмотря на многообразие реально существующих устройств, принцип работы ККМ можно рассмотреть на следующем простом примере (см. рис. 1).

Корректор коэффициента мощности - это не что иное, как почти обычный импульсный регулятор, питающийся выпрямленным, но несглаженным сетевым напряжением и стабилизирующий напряжение на выходном накопительном конденсаторе C2. Основной принцип его действия довольно прост и состоит в следующем. Сначала на короткое время замыкается ключ S1, и в катушке индуктивности L1 в полном соответствии с учебником физики начинает нарастать ток. Спустя некоторое время ключ размыкается, а энергия, накопленная в катушке, через диод переходит в выходной накопительный конденсатор. Этот цикл непрерывно повторяется, в результате чего на накопительный конденсатор поступают порции энергии, величина которых зависит от входного напряжения, величины индуктивности и времени замкнутого состояния ключа. Для того чтобы размеры катушки и потери в ней были невелики, величину индуктивности выбирают небольшой, а, соответственно, частоту повторения таких циклов делают достаточно высокой - десятки и сотни тысяч раз в секунду. Необходимо заметить, что при чрезмерно высокой частоте потери на переключение транзистора, используемого в качестве ключа, становятся весьма

существенными. Самое важное здесь то, что при надлежащем управлении вход такого преобразователя со стороны сети будет выглядеть как некоторое сопротивление (ток в каждый момент времени пропорционален напряжению), и в то же время на выходном конденсаторе будет поддерживаться некоторое постоянное напряжение, практически не зависящее от нагрузки и напряжения сети (!). При этом между напряжением в сети и током, отбираемым от нее, не будет ни сдвига фаз (cos j 1)*, ни нарушения пропорциональности.

Высокое напряжение на накопительном конденсаторе облегчает задачу обеспечения энергоемкости блока питания, поскольку содержание энергии в конденсаторе пропорционально квадрату напряжения, тогда как размеры и вес у конденсаторов равной емкости примерно пропорциональны напряжению. В результате конденсатор емкостью 2200 мкФ при напряжении 430В содержит больше 200 Дж энергии, а такой же конденсатор при напряжении 60В - всего около 4 Дж, или в 50 (!) раз меньше. Объем же у этих конденсаторов, отличается всего раз в шесть-восемь. Поэтому для достижения одинаковой энергоемкости при низких напряжениях требуются конденсаторы огромной емкости - более 100000 мкф в данном случае. В то же время для безупречной работы образцового высококачественного усилителя энергоемкость его блока питания должна быть не ниже 0,5…0,8 Дж на Вт суммарной выходной мощности, для концертных усилителей (кроме сабвуферных) вполне приемлемо 0,2…0,4 Дж на Вт. То есть усилитель 2х1000 Вт должен иметь энергоемкость блока питания как минимум 400 Дж, или 200000 мкФ на 60В, а желательно раза в три больше.

На практике же энергоемкость традиционных блоков питания у подавляющего большинства усилителей гораздо ниже, и причиной тому не только банальная экономия производителей на трансформаторах и конденсаторах. Не менее существенно то обстоятельство, что выпрямитель с конденсаторами большой емкости представляет собой цепь, нагружающую сеть только в короткие промежутки времени (во время "верхушек" синусоид), зато большими токами (см. рис. 2), где, кстати, видно, что форма сетевого напряжения сильно искажена такими выпрямителями). Причем, чем лучше трансформатор и выше емкость, тем сильнее выражено это явление. Включать подобный блок питания в сеть можно только при наличии устройств "мягкого" пуска, иначе будут сгорать предохранители. Далее, любой, даже небольшой скачок напряжения сети в сторону повышения вызывает резкий рост величины этих импульсов тока, что приводит к выходу выпрямителей из строя. Именно поэтому емкость конденсаторов (и, соответственно, энергоемкость блоков питания) в большинстве усилителей с традиционным блоком питания выбрана много меньшей, чем это необходимо для обеспечения надлежащего запаса мощности на низких частотах.

Взглянув на рис. 3, можно заметить еще два обстоятельства.

Первое - это то, что пиковый потребляемый ток оказывается в несколько раз выше, чем средний. Но полезная мощность определяется средним током, тогда как падение напряжения на проводах - пиковым. А он оказывается много больше среднего.

Второе обстоятельство - ток, потребляемый короткими импульсами, имеет высокую скорость изменения, и, соответственно создает больше помех.

Еще одна проблема возникает в трехфазных сетях. Из-за того, что фазы напряжений в трехфазной сети сдвинуты на время, значительно большее, чем длительность этих импульсов тока, они в нулевом проводе перестают компенсироваться. Более того, ток в нулевом проводе окажется примерно равным сумме фазных токов, тогда как в нормальной ситуации ток через него вообще не

должен течь, и нулевой провод обычно делают более тонким, чем фазные. Если учесть, что ток через него становится больше, чем через фазные, а также то, что установка предохранителей в нулевой провод запрещена, нетрудно догадаться, что тут недалеко и до пожара. Поэтому величина гармоник тока потребления ограничена достаточно жесткими международными стандартами. Традиционные блоки питания при мощности выше 150...200 Вт удовлетворить этим стандартам принципиально не в состоянии. Это приведет к тому, что при больших мощностях традиционные блоки питания просто-напросто оказываются "вне закона".

Всех этих проблем можно избежать, если со стороны сети блок питания будет выглядеть как чисто активное сопротивление, подобно утюгу или лампочке накаливания.

Именно так и работает блок питания с корректором коэффициента мощности. Исчезают проблемы, связанные с нестабильностью сети, а также появляется возможность обеспечить необходимую энергоемкость блока питания.

Становится совершенно очевидным - применение корректора коэффициента мощности является не только обязательным (с точки зрения закона), но и совершенно необходимым для "честной" работы профессиональных высококачественных усилителей.

* Небольшое дополнение: cos j и коэффициент мощности часто путают, хотя это не одно и то же. Cos j - это мера того, какая доля тока, протекающего в проводах, фактически уходит в нагрузку (и выполняет полезную работу), при этом как напряжение, так и ток полагаются строго синусоидальными. Если сдвига фаз нет, cos j = 1. Если сдвиг фаз достигает 90 градусов независимо от знака, cos j обращается в нуль - полезная мощность просто не передается в нагрузку.

Коэффициент мощности совпадает с cos j только в случае чисто синусоидальных токов и напряжений. Если же ток или напряжение несинусоидальны, применимым остается только коэффициент мощности, который показывает какая доля тока, прошедшего по проводам и нагревающего их, с пользой ушла в нагрузку. Коэффициент мощности обычного выпрямителя не превышает 0,25…0,3, тогда как у хорошего ККМ он составляет не менее 0,92…0,95, т.е. в 3-4 раза больше (вот откуда трех-четырехкратная разница!).

Теперь о главном: в данной стать я расскажу как почти с нуля вспоминал о проектирования однотактных преобразователей (казалось бы при чем тут они ), почему убил десяток ключей и как этого избежать вам. Данная часть расскажет теорию и что бывает если пренебрегать ей. Практическая же реализация выйдет в следующей части как я и обещал вместе с зарядным устройством , т.к. они по сути являются одним модулем и тестировать их надо вместе.
Забегая вперед скажу, что для следующей части уже заготовил пару десятков фотографий и видео, где мое ЗУ не надолго «переквалифицировалось» сначала в сварочный аппарат, а затем в блок питания для «козла» . Те, кто работают на производстве поймут что это за зверь и сколько он потребляет для нашего согревания)))

А теперь к нашим баранам…

Зачем он нам вообще нужен этот ККМ?

Главное бедой «классического» выпрямителя с накопительным конденсаторов (это та штука, которая превращает 220В переменного тока в +308В постоянного тока), который работает от синусоидального тока является то, что этот самый конденсатор заряжается (берет энергию из сети) только в моменты, когда напряжение приложенное к нему больше чем на нем самом.

На человечьем языке, слабонервным и с научными степенями не читать

Как нам известно электрический ток напрочь отказывается идти, если нету разности потенциалов. От знака же разности этой будет еще зависеть и направление протекания тока! Если вы психанули и решили попробовать напряжением 2В заряжать свою мобилу, где батарея Li-ion и рассчитана на 3.7В, то ничего у вас не выйдет. Т.к. ток будет отдавать тот источник, который имеет больший потенциал, а получать энергию будет тот у кого потенциал ниже.
Все как в жизни! Вы весите 60 кг, а парень на улице, который подошел попросить позвонить 120 кг - понятное дело, что пиздюлей раздаст он, а вы их получите. Так и тут - батарейка при своих 60 кг 2В не сможет дать ток в аккумулятор с 120 кг 3.7В. С конденсатором точно так же, если на нем +310В и вы приложите к нему +200В, то он ток получать откажется и заряжаться не будет.

Стоит так же заметить, что исходя из описанного выше «правила» время, отведенное конденсатору на зарядку будет очень маленьким. У нас же ток изменяется по синусоидальному закону, а значит необходимое напряжение будет лишь на пиках синусоиды! Но конденсатору то работать надо, поэтому он нервничает и пытается зарядиться. Он знает законы физики в отличии от некоторых и «понимает», что времени мало и поэтому начинает в эти самые моменты, когда напряжение в пике, потреблять просто огромный ток. Ведь его должно хватить на работу устройства до наступления следующего пика.

Немного об этих «пиках»:

Рисунок 1 - Пики в которых заряжается конденсатор

Как мы видим кусок периода в котором ЭДС принимает достаточное значение для заряда (образно 280-310В) составляет около 10% от полного периода в сети переменного тока. Получается, что мы вместо того, чтобы постоянно забирать плавно энергию из сети, вырываем ее лишь небольшими эпизодами, тем самым мы «перегружаем» сеть. При мощности в 1 кВт и индуктивной нагрузке, ток в момент таких «пиков» может спокойной достигать значений на 60-80А .

Поэтому наша задача сводится к обеспечению равномерного отбора энергии из сети, чтобы не перегружать сеть! Именно ККМ позволит нам реализовать данную задачу на практике.

Кто такой этот ваш ККМ?

Схемотехника нашего ККМ

Советую сразу обратить внимание на то, что схема в даташите рассчитана на 120 Вт, а значит нам следует ее адаптировать под наши 3 кВт и запредельные напряжения работы.

Теперь немного документации к описанному выше:
Даташит на L6561

Если мы посмотри на страницу 6, то увидим несколько схем, нас интересует схема с подписью Wide-range Mains , что с басурманского значит «для работы в широком диапазоне напряжения питающей сети» . Именно данный «режим» я имел ввиду, говоря о запредельных напряжениях. Устройство считается универсальным, то есть может работать от любой стандартной сети (например, в штатах 110В) при диапазоне напряжений 85 - 265В.

Данное решение позволяет нам обеспечит нашему ИБП еще и функцию стабилизатора напряжения! Для многих такой диапазон покажется избыточным и тогда они могут выполнить данный модуль с учетом напряжения питания 220В +- 15%. Это считается нормой и 90% устройств в ценовой категории до 40 тыс. руб вообще лишены ККМ, а 10% используют его лишь с расчетом отклонений не более 15%. Это бесспорно позволяет несколько снизить себестоимость и габариты, но если вы еще не забыли, то мы делаем устройство, которое обязано потягаться с АРС!

Поэтому для себя я решил выбрать самый правильный вариант и сделать не убиваемый танк, который сможет вытянуть даже на даче, где 100В в сети сварочный аппарат или насос в скважине:


Рисунок 2 - Стандартное схемотехническое решение, предлагаемое ST

Адаптация стандартной схемотехники под наши задачи

Б) Мы видим конденсатор С1, можно взять хитрую формулу и посчитать необходимую емкость и я советую тем, кто хочет вникнуть это сделать, за одно вспомнив электротехнику 2 курса с любого политеха. Но я этим заниматься не буду, т.к. по собственным наблюдениям из старых расчетов помню, что до 10 кВт данная емкость растет почти линейно относительно роста мощности. То есть взяв в расчет 1 мкФ на 100 Вт, мы получим, что для 3000 Вт нам необходимо 30 мкФ. Данная емкость легко набирается из 7 пленочных конденсаторов по 4,7 мкФ и 400В каждый. Даже немного с запасом, ведь емкость конденсатора сильно зависит от приложенного напряжения.

В) Силовой транзистор нам понадобится серьезный, т.к. ток потребляемый от сети будет вычислять так:


Рисунок 3 - Расчет номинального тока для ККМ

Получили мы 41,83А . Теперь мы честно признаем, что удержать температуру кристалла транзистора в районе 20-25 о С мы не осилим. Вернее осилить можем, но будет дорого для такой мощности. После 750 кВт стоимость охлаждение фреоном или жидким кислородом размывается, но пока до этого далеко))) Поэтому нам надо найти транзистор, который сможет давать 45-50А при температуре 55-60 о С.

Учитывая, что в цепи есть индуктивность, то я предпочту IGBT транзистор, ибо наиболее живучие. Предельный ток надо надо выбирать для поиска сначала около 100А, т.к. это ток при 25 о С, с ростом температуры предельный коммутируемый ток транзистора снижается.

Немного о Cree FET

Получил я буквально 9 января посылку из Штатов от своего товарища с кучей разных транзисторов на тест, называется сие чудо - CREE FET . Не скажу, что это новая мега технология, на самом деле транзисторы на основе карбида кремния сделали еще в 80-х, просто до ума довели почему лишь сейчас. Я как изначальный материаловед и композитчик вообще к данной отрасли отношусь щепетильно, поэтому меня очень заинтересовал данный товар, тем более было заявлено 1200В при десятках и сотнях ампер. В России купить их не смог, поэтому обратился к своему бывшему одногруппнику и он любезно выслал мне кучу образцов и тестовую плату с forward"ом.
Могу сказать одно - это был мой самый дорогой фейерверк!
8 ключей ебнуло так, что я огорчился и на долго… На самом деле 1200В это теоретическая цифра для технологии, заявленные 65А оказались лишь импульсным током, хотя в документации было четко написано мол номинальный. Видимо был «номинальный импульсный ток» ну или как там еще китайцы придумывают. В общем то еще фуфло, но есть одно НО!
Когда я все таки сделал на CMF10120D корректор на 300 Вт, то оказалось, что он на одном и том же радиаторе и схеме имел температуру в 32 о С против 43-х у IGBT, а это очень существенно!
Вывод по CREE: технология сыровата, но она перспективна и ей определенно БЫТЬ.

В итоге полистав каталоги с посещенных мною выставок (удобная штука кстати аля параметрический поиск) я выбрал два ключа, ими стали - IRG7PH50 и IRGPS60B120 . Оба на 1200В, оба на 100+А, но открыв даташит первый ключ отсеялся сразу - он способен коммутировать ток 100А лишь на частоте в 1 кГц, для нашей задачи это губительно. Второй ключ на 120А и частоту в 40 кГц, что вполне подходит. Смотри даташит по ссылке ниже и ищем график с зависимостью тока от температуры:

Рисунок 4.1 - График с зависимостью максимального тока от частоты коммутации для IRG7PH50, оставим его на частотник

Рисунок 4.2 - График с рабочим током при заданной температуре для IRGPS60B120

Тут наблюдаем заветные цифры, которые показывают нам, что при 125 о С и транзистор и диод спокойно осилят токи чуть более 60А, при этом мы сможем реализовать преобразование на частоте в 25 кГц без каких либо проблем и ограничений.

Г) Диод D1, нам необходимо выбрать диод с рабочим напряжением не менее 600В и током номинальным для нашей нагрузки, то есть 45А. Я решил применить те диоды, которые у меня оказались под рукой (не давно закупил их для разработки сварочника под «косой мост») это - VS-60EPF12 . Как видно из маркировки он на 60А и 1200В. Ставлю я все с запасом, т.к. данный прототип делается для себя любимого и мне так спокойнее.
На самом деле вы можете поставить диод на 50-60А и 600В, но цена между версией на 600 и 1200В отсутствует.

Д) Конденсатор С5, тут все как в случае с С1 - достаточно увеличить номинал из даташита пропорционально мощности. Только стоит учесть, что если у вас планируется мощная индуктивная нагрузка или динамическая с быстрыми нарастаниями мощности (аля концертный усилок на 2 кВт), то лучше на этом пункте не экономить.
Я в своем вариант поставлю 10 электролитов по 330 мкФ и 450В , если вы планируете запитывать пару компьютеров, роутеры и прочую мелочь, то можно ограничиться 4-мя электролитами по 330 мкФ и 450В.

Е) R6 - он же токовый шунт, спасет нас от кривых рук и ошибок случайных, так же защищает схему от короткого замыкания и превышения нагрузки. Штука полезная однозначно, но если мы поступим как инженеры из ST, то на токах в 40А у нас получится обычный кипятильник. Тут есть 2 варианта: трансформатор тока или заводской шунт с падением 75мВ + ОУ аля LM358.
Первый вариант проще и дает гальваническую развязку данного узла схемы. Как рассчитывать трансформатор тока я приводил в предыдущей статье, важно помнить, что защита сработает, когда на ноге 4 напряжение вырастет до 2,5В (в реальности до 2,34В) .
Зная это напряжение и ток цепи, используя формулы из части 5 вы легко посчитаете трансформатор тока.

Ж) И последний пункт - это силовой дроссель. О нем чуть ниже.

Силовой дроссель и его расчет

В данном модуле мы будем использовать опять таки наши любимые тороидальные кольца из распыленного железа, но только в этот раз не одно, а сразу 10! А как вы хотели? 3 кВт это вам не китайские поделки…

Исходные данные у нас есть:
1) Ток - 45А + 30-40% на амплитуду в дросселе, итого 58,5А
2) Напряжение на выходе 390-400В
3) напряжение на входе 85-265В AC
4) Сердечник - материал -52, D46
5) Зазор - распределенный

Рисунок 6 - И снова уважаемый Starichok51 экономит нам время и считает программкой CaclPFC

Я думаю расчет всем показал насколько это будет серьезная конструкция)) 4 кольца, да радиатор, диодный мост, да IGBT - ужас!
Правила намотки можно вычитать в статье «Часть 2». Вторичная обмотка на кольца мотается в количестве - 1 витка.

Итог по дросселю:

1) как вы видите количество колец аж 10 штук! Это накладно, каждое кольцо стоит около 140р, но что мы получим в замен в следующих пунктах
2) температура рабочая 60-70 о С - это совсем идеально, ведь многие закладывают рабочую температуру 125 о С. У себя на производстве 85 о С закладываем. Для чего это сделано - для спокойного сна, я спокойно уезжаю из дома на неделю и знаю, что у меня ничего не вспыхнет, не сгорит и все ледяное. Думаю цена за это в 1500р не такая смертельная, не так ли?
3) Плотность тока я поставил мизерную в 4 А/мм 2 , это повлияет и на тепло, и на изоляцию и соответственно на надежность.
4) Как видите по расчету емкость после дросселя рекомендована почти 3000 мкФ, так что мой выбор с 10 электролитами по 330 мкФ отлично сюда вписывается. Емкость конденсатора С1 получилась 15 мкФ, у нас двойной запас - можно уменьшить до 4-х пленочных кондеров, можно оставить 7 штук и это будет лучше.

Важно! Количество колец в основном дросселе можно уменьшить до 4-5, попутно увеличив плотность тока до 7-8 А/мм 2 . Это позволит неплохо сэкономить, но амплитуда тока вырастит несколько, а главное температура повысится не менее чем до 135 о С. Я считаю это хорошим решением для сварочного инвертора с ПВ 60%, но не для ИБП, который работает круглосуточно и наверняка в довольно ограниченном пространстве.

Что могу сказать - у нас растет монстр)))

Фильтр синфазных помех

Несколько особенностей:

1) С29 - это конденсатор для фильтрации электромагнитных помех, имеет маркировку «Х1» . Его номинал должен быть в пределах 0,001 - 0,5 мФ.

2) Дроссель мотается на на сердечнике E42/21/20 .

3) Два дросселя на кольцах DR7 и DR9 мотаются на любом сердечнике из распыленки и диаметром более 20 мм. Я намотал на все тех же D46 из материала -52 до заполнения в 2 слоя. Шумов в сети даже при номинальной мощности практически нету, но это на самом деле даже в моем понимание избыточно.

4) Конденсаторы С28 и С31 по 0,047 мкФ и 1 кВ и их обязательно ставить класса «Y2».

По расчету индуктивности дросселей:

1) Индуктивность синфазного индуктора должна составлять 3,2-3,5 мГн

2) Индуктивность для дифференциальных дросселей рассчитывается по формуле:


Рисунок 8 - Расчет индуктивности дифференциальных дросселей без магнитной связи

Эпилог

Моей целью в данной статье было как раз показать процесс расчета с возможностью корректирования исходных данных, чтобы каждый определившись с параметрами для своих задач уже сам посчитал и изготовил модуль. Надеюсь мне удалось показать это и в следующей статье я продемонстрирую совместную работу ККМ и зарядного устройства из части №5.